【关键词】BGR（带隙基准源）；环路补偿；自偏置；Trimming（修调）
1 介绍
模拟电路中广泛地包含电压基准（reference voltage）和电流基准（current reference）。在数/模转换器、模/数转换器等电路中，基准电压的精度直接决定着这些电路的性能。这种基准应该与电源和工艺参数的关系很小，但是与温度的关系是确定的。在大多数应用中，所要求的温度关系通常分为与绝对温度成正比（PTAT）和与温度无关2种。而目前主流的基准源都是采用后者，即与温度无关。本设计就是设计一个不受温度影响的输出精度高的基准源。
2 基本原理
由于大多数工艺参数和温度有关，因此，和温度无关，即和工艺无关。利用PN结二极管的基极-发射结正向电压，具有负温度系数；而不同电流密度下的二个PN结二极管的基极-发射极正向电压之差，具有正温度系数；将两个具有正温度系数和负温度系数的量加权相加，则得到量显示零温度系数。输出电压公式为：
VREF=VBE+KVT（1）
3 负温度系数电压的产生
4 正温度系数电压的产生
两个三极管工作在不同的电流密度下，它们的基极-发射极电压的差值与绝对温度成正比。如果两个同样的三极管（IS1=IS2），偏置的集电极电流分别为nI0和I0，并忽略他们的基极电流，那么：
5 一阶温度补偿带隙基准源
将正、负温度系数的电压加权相加，就可以得到一个近似与温度无关的基准电压。常见的一阶可调基准源电路如图1所示。
式中：N为Q2与Q1的发射结面积之比，式（4）中第一项具有负的温度系数，第二项具有正、负温度系数，合理设计R0与R1的比值和N的值，就可以得到在某一温度下的零温度系数的一阶基准电压。式（5）中方括号内是约为1.25 V的一阶温度无关基准电压，通过调节R2/R0的比值，可以得到不同大小的基准电压。
6 电路结构及原理分析
本设计中使用了新的电路结构和新的设计方法，比如使用了新的启动电路结构，自偏置电路结构和源极负反馈补偿的方法。图2为本文设计的BGR基本电路图，包含A启动电路、B运放电路及反馈电路、C带隙核心电路。
其中图2 中由PM8，PM9，NM4组成了本设计的启动电路部分；由PM1，PM2，PM5，PM6，NM1，NM2，NM3组成了二级运放电路部分；由PM3，PM7，PM4，Q1，Q2，R1，R2，R3，R4组成带隙核心电路。同时通过PM1，PM2，PM3，PM7组成的镜像，运放的偏置电流由带隙基准主体电路提供，将之称为自偏置带隙基准电路。
7 启动电路
在电源上电的过程中，NM4逐渐开启，使PM9的栅电压为低电压。PM9开启，将VN拉至电源电压。NM3开启，产生偏置电流，使得运放和带隙基准主体开始工作。这是以自偏置的带隙基准为例。
整个带隙基准电路正常工作之后，PM8镜像PM2的电流，该电流在NM4上产生电压，当该电压大于电源电压减去PM9的阈值电压时，PM9关闭，启动电路不再对主体电路产生影响。
当带隙基准电路因为某种情况进入小电流工作的简并状态时，PM8镜像到的电流将减小，此时NM4上的电压下降，PM9开启，VN点电压上升，NM3开启，产生偏置电流使得运放和带隙基准主体开始工作。
从本设计中可以看到，当运放采用带隙基准主体电路提供偏置电流（自偏置）的时候，本项目的启动电路可以同时使得运放和带隙基准主体开始工作，可加快电路的启动过程。启动电路是否工作是通过镜像工作电流的方式，相比常用的启动电路方式（如检测三级管上的电压，通常是与MOS管阈值电压作比较）更加简单，更加可靠。
8 运放
本设计中使用的运放是简单的二级运放结构，但是同时使用了自偏置的的结构，如图2中B部分的电路。
当启动电路开启时，通过VN点使运放NM3 的栅极电压增大，使NM3开通，然后运放通过PM2形成的自偏置环路开始自启工作。这样设计省去了传统设计中的偏置电流产生电路，很大程度上减小了电路功耗。
9 带隙核心电路
当运放稳定后，通过反馈使其输入电压相等，使得VB1=VB2=VBE，此时PM3、PM4、PM7产生镜像比例电流，流过R1的电流是PTAT电流，它加到了一个VBE/R3 的电流上，此时通过电流镜像，使得PM3 得到了最终的输出电流，电阻R4决定了输出电压VBGH。
而在本设计中加入了新的思想，消除mismatch带来的影响，如图3本设计中具有源极负反馈补偿方法的带隙基准核心电路。
此电路由PM2、PM3等2个MOS管，和R1、R2、R3、R4、R5、R6、R7、R8等8个电阻，以及两个pnp型的BJT：Q1、Q2和一个运放AMP组成。其中PM2、PM3组成的电流镜像电路；R7、R8组成源极反馈电路，R5，R6组成电压补偿电路。
在BGR的设计中，很多单元 对其功能有一定的影响，其中电流镜的管的匹配影响对电路功能影响很大。
在图3的电路中我们添的R5 和R6 两个电阻是为了降低Mos管vds的影响，因为，如图PM2和PM3组成的电流镜单元，这两个管子的匹配对电路有很大的影响。当没有R6和R5两个电阻，那么我们会发现PM2和PM3的VDS相差很大，因为它们的源极基本上是接到VDD，而PM2漏极电压在600mV左右，而PM3的漏极电压稳定在1.2V左右，所以两个管子的VDS相差很大，会造成很高的匹配影响，为了降低其影响，我们添加了R6和R5两个电阻，来保证PM2和PM3的VDS接近，消弱VDS带来的影响。
为了进一步降低VDS和减小电流镜的匹配误差，我们添加了R8和R9，这样以R8和R9分别对两路电流镜形成了源极负反馈，当加入两个电阻时 ，随着PM2基极电压增加，其电流ID也增加，那么电阻的压降同时增加，那么其VDS也相对减小。这样就减小了电流镜电流偏差对电路的影响。
同时，与传统的带隙基准源对比，我们是以PM2、PM3形成电流镜像，而传统的本身两个BJT各有一路电流镜像，我们的结构进一步减小了电流匹配的误差。
10 仿真验证
验证整体的电路最终输出是否满设计要求，同时观察电路最低工作电压及不同条件下的功耗大小，确定BGR的精度。
由图4可知，当温度在-40～125℃变化时，输出基准电压在1.2～1.204 V之间变化，可得其温度系数为：
通过DC仿真得到，当电源电压在1.6V-3.3V，在所有工艺条件影响下包含：MOS，电阻，电容，BJT。输出基准电压在1.19V～1.22V之间变化，常温下为1.2V，变化范围仅为30mV，精度为±2%之内，达到了很高的精度。同时功耗仅为20uA，比同类IP功耗大大减小。
关键词：电压比较器；运算放大器；阈值比较
1 前言
比较器是一种带有反相和同相两个输入端以及一个输出端的器件，该输出端的输出电压范围一般在供电的轨到轨之间，运算放大器亦是如此。
比较器具有低偏置电压、高增益和高共模抑制的特点。运算放大器亦是如此。
运算放大器有如此多相似之处，但我们却不能忽略他们的细微差别。
比较器拥有逻辑输出端，可显示两个输入端中哪个电位更高。如果其输出端可兼容TTL或CMOS，则比较器的输出始终为正负电源的轨之一，或者在两轨间进行快速变迁。比较器设计用于开环系统，用于驱动逻辑电路，用于高速工作，即使过载亦是如此。
运算放大器有一个模拟输出端，但输出电压不靠近两个供电轨，而是位于两者之间。这种器件设计用于各种闭环应用，来自输出端的反馈进入输入端。其偏置电流通常低于比较器，而且成本更低。运算放大器设计用于闭环系统，用于驱动简单的电阻性或电抗性负载，而且不能过载至饱和状态。
正是这些细微差别，比较器和运算放大器大多数时候会被区别对待，分别实现不同的功能。但若稍作改变，利用他们的相似之处，又可以解决一些实际问题。文章就运放OPA699同时作为运算放大器和电压比较器进行接收电路设计，讨论，并通过试验结果进行现象分析。
2 光电探测电路原理
如图1所示为光电探测电路原理图，光电探测器通过偏置电路将接收到的光脉冲信号转换为电压脉冲信号，输入到放大电路，经过一级放大和整形等操作，输入到信号处理单元。
图1 光电探测电路原理框图
3 电路各部分设计及功能实现
3.1 光电探测器及偏置电路设计
光电探测器将光信号转换为电信号，一般在设计中主要考虑响应度，响应时间，光谱响应范围等参数。此设计中采用普通的硅PIN光电二极管，反向偏置电压为5v，其在反偏电压下工作电路如图2：
图2 光电探测器及偏置电路
3.2 放大电路设计及功能实现
3.2.1 放大电路设计
经光电二极管接收、转换的信号，其幅度和信号比不足以满足信号处理的要求，为了得到足够的放大倍数和更高的信噪比，还需要进行信号的再放大。放大电路如图3所示：
放大电路放大经光电二极管光电转换之后的电信号，考虑到运算放大器的放大倍数基本由电阻决定，受温度影响较小，在放大电路中选取TI生产的电压反馈限幅运算放大器OPA699的组成所需的放大电路。OPA699的-3dB带宽为1000MHz，压摆率为1400v/？滋S，噪声为4.1nV/，是一款高速低噪声运算放大器，满足基本的脉冲信号的放大需求。
运算放大器是一种双电源器件，因而必须通过采用外部元件的某种偏置将运算放大器的输出电压偏置到供电电压的位置，对于给定电源电压，这种方法可实现最大输入和输出电压摆幅。也就是说，为了避免削波现象，需使输出电压偏置到电源电压的一半附近。但是若通过简单的分压器将同相引脚偏置到电源电压的一半，极易引入低频寄生振荡或其他形式的不稳定现象。
该放大电路采用同相比例运算电路，进行单电源固定增益的放大，增益系数由R30/R29决定，本设计中设定放大倍数为5。
本设计中通过电容C34在分压器的抽头点设置旁路，用以处理交流信号。电阻R26为基准电压提供直流回路，同时设定电路（交流）输入阻抗。在本电路中，采用R27和R28组成的分压器，该网络的-3dB带宽由R27、R28和C34构成，如设定R27/R28为2.4kHz/2.4kHz，C34电容值为0.1uF，则：
此设计对于1.33kHz以下的电源上存在的噪声信号可以抑制掉。对于电容C34，若取值足够大，能够对分压器电路通带带宽内所有频率起到旁路的功能。该网络设置有效法则是将极点设为-3dB输入带宽的十分之一。
3.2.2 放大电路功能实现情况
输入脉宽为10ns的激光脉冲信号后，放大电路输入信号和输出信号情况如图4所示。
由图4可以看到，此电路能正常实现信号放大的，完全起到了放大高速微弱信号的作用。
3.3 阈值比较电路及电路实现情况
3.3.1 阈值比较电路
本设计中，阈值比较电路通过电压反馈运算放大器OPA699作为电压比较器实现，具体电路设计如图5所示：
高输入阻抗运算放大器OPA699作为比较器亦通过单电源实现，R33和R35实现将运算放大器的输出电压偏置到供电电压的位置，R34则提供阈值电压参考值，根据实际需要，此处设置阈值为200mV。电阻R32为基准电压提供直流回路，同时设定电路（交流）输入阻抗。
3.3.2 阈值比较电路工作情况
窄脉冲激光信号经放大输出进入比较器，经阈值比较后输出TTL脉冲信号，通过判别前沿获取时间信息，放大电路输出和阈值比较电路输出的输出波形如图6所示：
由图6可以看到，实现阈值比较功能的运算放大器OPA699能够对脉宽为10ns的快速信号进行阈值判别，完全能够满足实际应用需要。
4 结束语
该电路中，单电源供电方式设计的放大电路有效解决了信号放大的问题，方便后续电路的处理；阈值比较电路能进一步得到足够放大倍数的信号，有效地去除噪声，提高信噪比，为后续进行信号处理提供了保证，也就是说，此类应用中，尤其对供电方式要求单一的应用中，将运算放大器用作比较器是一种可行的设计选择。
运算放大器不但有单运放封装，同时提供双运放或四运放型号，这类双核和四核型号比两个或四个独立运算器便宜，而且占用电路板面积更小，进一步节省了成本。另外，比较器专门针对干净快速的切换而设计，因此其直流参数往往赶不上许多运算放大器。因而，在要求低输入失调电压和低输入偏置电流等的应用中，将运算放大器用作比较器可能比较方便。
但是用作比较器的运算放大器没有负反馈，因此其开环增益非常高。跃变期间，哪怕是极少量的正反馈也可能激发振荡。反馈可能来自输出与同相输入之间的杂散电容，也可能来自共地阻抗中存在的输出电流。虽然通过设计布局降低杂散电容等方法进行补偿，但不稳定性的确是隐形存在的“不定时炸弹”。另外，将运算放大器用作比较器时，受饱和影响，其反应速度低于期望水平，如果高速非常重要，将运算放大器用作比较器可能达不到预期效果。
总之，文章提供了一种可行的光电探测电路的设计手段，在实际应用时，必须了解相关知识，以确保所选运算放大器能达到要求的性能。
参考文献
[1]童诗白，华成英.模拟电子技术基础[M].第三版.高等教育出版社，2003.
[2]TEXAS INSTRUMENTS，Inc OPA699 Datasheet[Z].2012
[3]何希才（译）.运算放大器应用电路设计[M].科学出版社，2004
并不是说传感器模拟前端电路(sensor AFE)意在解决所有传感器的信号路径设计需求，发明一种器件能满足所有传感器的需求显然是不现实的，这样的器件必然会在满足传感器的特殊应用需求上有所折扣。例如，收发器温度收发器常用于工业领域，在1～20mA回路终端，因此需要功耗极低的解决方案。为此相对而言，带宽、速率和噪声等就不是其关键性的性能参数。适合该领域的解决方案需要1～200s／s间的可变采样速率，7μVrms的噪声水平，以及不大于4mA的消耗电流。而如果是需要快速测量出运动物体重量的电子秤，则需要采样速率高达4000s／s。同样，当电子秤的输入动态范围越大时，它需要的噪声水平也就越低，最低可至15nVrms。美国国家半导体的传感器模拟前端电路将传感器信号路径市场细分为一系列传感器应用。对于温度传感器或电子秤等特殊的传感器应用，传感器模拟前端电路是其最优化的解决方案。
LMP90100传感收发器模拟前端电路
传感器模拟前端电路满足了传感器信号路径所需的技术规格要求，此外，还可通过串行外设接口(SPI)或I2C总线进行编程。其可编程特性，令其能在最大程度上满足特定的传感器应用需求。例如，当某场合需要使用热电偶获得更大的温度范围时，更大的温度范围将意味着输出电压会随着测量温度的不同而变化很大。此时，如果能够动态调整信号路径增益对系统设计者而言很有意义。LMP90100即可实现此功能，它适用于高精度、低功耗的传感收发器应用。LMP90100内置用户可编程的增益放大器，其增益范围从1x到128x。当系统设计者选择更高增益时，则可更好地利用集成的24位∑模数转换器(ADC)的输入动态范围，从而提高系统整体性能和精度。此外，LMP90100传感器模拟前端电路的输入配置是可编程的。例如，一些不同类型的温度传感器的配置要求不同，为满足这一需求，LMP90100等传感器模拟前端电路具有完全可编程的输入多路复用器(M Ux)，允许对8个可用输入引脚随意配置。LMP90100的其他可编程特性包括可编程电流源、多个电压参考选项以及可调的采样率。
LMP90100的3线RTD配置
除软件可编程外，传感器模拟前端电路产品还可以对传感器的“健康状况”进行诊断，这对于传感器与负责监控的中央控制器相隔数百甚至数千米的应用场合非常有用。例如，在食品加工厂等应用中，必须保证某些工艺环节是在特定温度或压力水平下进行的，以保证产品质量。中央控制器需要周期性地监控传感器的“健康状况”，以确保它们收集的信息是正确的。借助LMP90100，电流源即可提供所需的传感器诊断功能。当传感器故障开路时，电流源就会使输入节点浮动到正的电源轨，示意出开路故障。当传感器短路时，电流源就会产生一个小幅值信号，通过将该信号与用户可编程的电平比较，可以测试短路或将近短路的情况。由于短路阈值是可编程的，所以可对濒于故障的传感器进行检测。其他的传感器诊断技术还包括通过微调特定传感器模拟前端电路的配置，监控传感器的输出响应。例如，有毒气体传感器模拟前端电路LMP91000即可调整有毒气体传感器的偏置电压。调整偏置电压可以改变特定气体传感器的灵敏度，通过调整传感器的灵敏度，中央控制器就可以检测出传感器输出变化相对于偏置电压变化是否匹配。如此，即可在故障发生前，更换那些已经损坏或即将损坏的传感器。传感器诊断和健康状态测试等特性同样为硬件／系统设计师提供了一条更加简单的设计途径，便于他们克服应用挑战。
LMP91000有毒气体传感器模拟前端电路
传感器模拟前端电路还提供一些适用于具体应用的特性，包括多种节电模式和连续背景校准。节点模式尤其适用于便携式电子设备和4～20mA回路的传感收发器节点。例如，LMP91000即设计用作便携式有毒气体检测器。为确保更长的传感器导通时间常数，便携式有毒气体检测器不会完全掉电，为此多种工作模式并存就变得非常重要。这些工作模式包括有毒气体传感器在监控下，并当功耗为10μA的正常工作模式以及传感器加设了偏置电压但尚未进行实际测量的待机模式。在待机模式中，功耗通常为6μA，这也使得其恢复时间仅为秒量级，而不是小时量级。类似于气体检测器，因为直接白回路供电，传感收发器节点也需要更低功耗，整个信号路径功耗需要低于4mA。为此，需要为每个传感器选择最优的采样率，如果一个传感器仅需要1s／s的采样率，而另外一个传感器需要200s／s，则LMP90100可以允许每个信号路径工作在某一采样率，而不受其他通道采样率的影响。此外，可以关断内部时钟源和电流源等不必要的器件，以使功耗降至最低。
在必须同时检测多个传感器的应用中，传感器模拟前端电路有其独特优势。例如，在更宽的工作温度范围内精确监控压力时，相对于传统设计方案，LMP90100具有其设计优势。首先，具有灵活输入多路复用器的LMP90100可以接收多个传感器的模拟输入，而定制设计方案要求每个传感器具有独立的信号路径。此类应用的另一个挑战是每个传感器需要具有不同的信号电平。压力传感器可能只有20mV的满量程输出范围，而温度传感器则可能有几伏的满量程输出范围，也可以利用LMP90100 1～128倍、步长为2倍即6dB的可编程增益选项解决该问题。其他应用需求包括给传感器加设偏置电压和为模数转换器提供参考电压等。对于LMP90100，片上电流源可用于为传感器加设偏置电压，其参考多路复用器可用于为24位模数转换器选择两个不同的参考电压。对于定制设计，必须使用外部电路为传感器加设偏置电压并为模数转换器提供参考电压。参考多路复用器还具有其他特性，包括可测量模数转换器参考电压对传感器偏置电压的比值，及在噪声环境中提供优异的系统性能。在定制设计中可以利用分立元件实现该性能，但需要额外的板上空间及微控制器通用输入输出(GPIO)线。最 后，由于测量是在较宽的工作温度范围内进行的，传统的信号路径解决方案必须在整个工作温度范围内设定好。对于LMP90100，从传感器输出到微控制器输入的信号路径是自校正的，不随温度或时间漂移，这意味着系统信号路径中电子器件的增益和偏移不需要在数字域进行监测或修正。
相对传统设计，另一个传感器模拟前端电路可以发挥巨大优势的多传感系统应用是在需要用同一仪器设计感应多种不同气体的有毒气体检测器时。有些有毒气体传感器在特定气体中会发生氧化反应，而其他传感器可能发生还原反应。传统的解决方案要求能够调节用于测量流经传感器电流的跨导放大器(TIA)的偏置电压。对于电流流出传感器工作电极(WE)时的还原反应，偏置电压需要设定为正参考值，以防止电流变大时TIA的输出在近地附近限幅。氧化反应下，电流会流入传感器的工作电极，为此偏置电压需要设定在地附近，以防止TIA的输出在正电源附近饱和。这可以通过几种定制的分立式设计方式实现，一种方案是采用双极性电源，它在地附近为TIA的输入加设偏置电压，使其可以在任一方向上变化。另一种方案是针对特定类型的有毒气体传感器，利用外部数模转换器(DAC)或模拟开关改变从地附近到正电源电压附近的偏置电压。此外，还有一种备选方案是采用LMP91000，它针对TIA输入集成了可编程偏置电压，该方法可以以单一正电源电压为两类化学反应正常供电。有毒气体检测器的另一个设计挑战是需要检测电流的动态范围。一些有毒气体传感器的满量程范围为600μA、灵敏度为10nA／10-6，而其他的传感器满量程范围可能为10μA、灵敏度为1nA／10-6。解决这一问题同样有多种解决方案。为了在宽电流范围内提供足够的测量分辨率，相对于传统的12位模数转换器，定制方案需要16或24位高分辨率模数转换器，它虽然在整个电流范围内确保了所需的分辨率，但数模转换器的成本大幅提高。另一个选择是利用模拟开关切换不同的反馈电阻值，以改变TIA的增益，这样就能使用12位模数转换器并更好地利用模数转换器的动态范围获得所需的性能。LMP91000内置从2～375kΩ的可编程反馈电阻和可切换到外部反馈电阻的性能选项从而解决了这一难题。最后，有些应用还要求控制有毒气体传感器工作电极(WE)与参考电极(RE)之间的电势差，有些传感器如一氧化碳传感器需要零偏置电压，即要求RE和WE在相同的电位上。而有些气体传感器如一氧化氮传感器需要正偏置电压，另外一些传感器则需要负偏置电压，定制设计可以通过综合利用模拟开关、多种参考电压和／或模数转换器而实现。LMP91000通过提供从+24％的VREF到-24％的VREF的可编程偏置电压得以解决这一问题。
LMP91000的不同化学反应
传感器模拟前端电路产品配套了各种软硬件开发工具，利用这些开发工具，系统设计者可以了解传感器模拟前端电路如何满足传感器信号的需求。首先，软件工具为系统设计师提供了了解特定的传感器模拟前端电路产品的友好用户环境。当启动软件时，会一并开启一个向导索引，该索引包含了一个介绍有关器件特点和性能的短片以让系统设计师明白工具的功能特点。当用户完成或跳过软件向导，系统设计师即可从传感器数据库选择连接到传感器模拟前端电路的传感器。例如，选用面向精密、低功耗传感收发器设计的LMP90100，用户可以从多种温度传感器(如热电偶、RTD、热敏电阻和模拟温度传感器)、压力传感器和负载单元中进行选择。如果所选的特定传感器不在列表中，设计者可以手动将传感器添加到数据库中。一旦选定了某传感器，传感器模拟前端电路就会针对该传感器自动配置。此时，用户被引导到传感器模拟前端电路框图，他们可以研究器件特性及如何针对该传感器进行配置。帮助栏将引导设计者浏览传感器模拟前端电路的可编程单元。用户也可以通过将鼠标悬停在特定单元上获取所有可编程单元的详细说明。除可以自动对所选的传感器进行配置外，该软件工具还可针对特定配置提供器件的性能评估功能。如果更改了任何器件配置，如增益或采样率，性能评估表会自动更新并显示出新的器件性能。该软件工具的设计目的是为系统设计师提供一个无须阅读冗长的数据表，即可了解如何使用某部件满足所需的方式。
1.1概述
红外探测器驱动电路为红外探测器(以下简称“探测器”)工作提供必须的工作电源、偏置电压、时序电路等，同时完成对探测器模拟信号的读取和预处理。
1.2探测器驱动电路设计
1.2.1探测器供电设计探测器所需的三个供电电源分别为VDDA、VDDO和VDDD。空间环境对电源的可靠性、体积、重量等参数都有着苛刻的要求，为了减小电源的输出波动和开关带来的噪声，采用体积小、重量轻、抗干扰性强的LDO(MSK5101)直接给探测器供电。探测器驱动电路工作温度范围为－20～+50℃，此范围内该LDO温漂为1.4mV，满足探测器使用要求，同时该芯片输出电流可达1.5A，
1.2.2探测器偏置电压设计探测器有7个直流偏置电压，分别为GPOL(0.5～2V)、VPD(1.7～4.2V)、3.1V外部偏置(VR、VREF、VSREF)、2.5V外部偏置(VSWSREF、AJTREF)。这些偏置电压对噪声非常敏感，输入电压的波动会给探测器输出信号带来较大影响。为了保证探测器输出信号的稳定，须保证探测器偏置电压的稳定，同时尽量减小噪声。设计时，选用低噪声、低电压调整率的LDO产生一个稳定的电压V1，通过高精度的分压电阻从V1分得所需电压V2。为了增大驱动能力，同时起到隔离作用，将电压V2通过低噪声、高共模抑制比的运算放大器AD843(该运放在10Hz～10MHz带宽内噪声均方根为60μV，可满足探测器对偏置电压噪声均方根的要求)进行缓冲，得到电压V3供探测器使用。
1.2.3探测器输出信号阻抗匹配设计探测器输出模拟信号的典型负载要求为:R≥100kΩ，C≤10pF。在设计时，选取的运放(AD843)输入阻抗可达1010Ω，输入电容为6pF，可满足探测器的负载要求。
1.2.4中心电平平移及差分传输设计探测器输出信号动态范围为1.7～4.2V，中心电平为2.95V，而A/D芯片对输入信号中心电平的要求为0V。为了满足A/D芯片对输入信号的要求，在驱动电路上对探测器输出信号进行中心电平平移。红外信号属于小信号，易受到复杂的空间干扰影响，这种影响对于单端信号影响较大。当采用差分电路设计时，正负两路信号会受到相同的影响，但其差值ΔU=V+－V－变化较小，可减弱这种影响，因此采用差分传输设计。
1.3低噪声设计与改进
为了对设计的电路性能进行评估，使用数据采集软件采集探测器输出的信号并通过MATLAB对其进行分析。探测器驱动电路与系统联调，采集35℃时黑体数据并分析，发现约有15个DN值波动(幅值为7.3mV)。此时系统数字噪声均方根为2.7mV，NETD为65mK。为了降低噪声，在探测器驱动电路的供电入口、信号传输的关键路径等位置加上滤波措施(如大容量钽电容等)。重新采集图像数据并分析，测得此时DN值波动约7个(幅值为3.4mV)，为了降低噪声，在探测器驱动电路的供电入口、信号传输的关键路径等位置加上滤波措施(如大容量钽电容等)。重新采集图像数据并分析，测得此时DN值波动约7个(幅值为3.4mV)
1.4空间环境适应性设计
1.4.1降额设计降额是使元器件使用中的应力低于其额定值，以达到延缓参数退化，提高使用可靠性的目的。探测器驱动电路工作于空间环境中，为了保证其安全性和可靠性，在设计过程中对元器件的参数进行了降额设计。
1.4.2抗单粒子锁定设计探测器驱动电路工作于空间环境中，CMOS器件中的晶体管结构很容易受到空间高能粒子冲击，进而引发单粒子锁定效应(SEL)。发生SEL后，CMOS器件锁定区的电流将会大幅度增加，形成SEL异常大电流，进而影响电路的正常工作。为了防止SEL的发生，在电路设计时采取以下措施:
a)运放芯片(AD8138/AD843)的供电端串联限流电阻;
b)选用具有输出限流功能的MSK系列LDO芯片;
c)选用抗辐照器件;通过降额设计与抗单粒子锁定设计，保证了驱动电路工作的可靠性和空间环境适应性。
1.5性能检测
保持相同的光学、摆镜和数据采集设备，分别使用本文设计的探测器驱动电路和某型探测器驱动电路采集黑体图像数据并分析。在国产探测器均匀性、一致性与进口探测器有一定差距的情况下，通过改进探测器驱动电路，最终在性能指标上赶超了某型探测器驱动电路。证明该方案设计实用、有效。通过与系统联调，该探测器驱动电路工作稳定、可靠，可满足空间要求。
2总结
关键词：砷化镓 MOS管 加电保护电路
中图分类号：TM56 文献标识码：A 文章编号：1007-9416（2015）05-0000-00
1引言
由于砷化镓微波固态功率放大器具有高频率、低噪声、大功率等一系列优点，因此被广泛应用在军用雷达、卫星通信、遥控等方面，本文根据砷化镓器件的自身特性对器件的加电保护电路进行了讨论。
2砷化镓器件特性
砷化镓器件主要工作原理是当栅极加反向偏压时，栅压（绝对值）越大，耗尽层越宽，则中型沟道越窄，沟道电导变小，在漏源电压一定的情况下，沟道电流变小，即通过栅极电压控制漏极电流的大小。
3MOS管的加电保护电路设计
MOS晶体管，是单极性晶体管，按导电沟道分为PMOS和NMOS，其具有开关速度快、高频性能好、输入阻抗高、驱动功率小等诸多优点，因此常作为砷化镓器件加电保护电路的开关使用。
4 NMOS管加电保护电路设计
如图1所示，NMOS管加电保护电路采用设计输出式串联型稳压开关电路，其包括开关电路、采样电路、基准电压电路、放大电路共四部分组成。
4.1开关电路
开关电路有晶体管、电阻、电容组成，当没有负电压输入时，晶体管处于饱和状态，MOS管的栅极为低电平，处于截止状态；当输入为负电压时，晶体管处于截止状态，MOS管的栅极为高电平，处于饱和或线性放大状态。
4.2采样电路
采样电路是由电阻和二极管组成的分压器将输出电压的一部分作为反馈电压送到放大电路。
4.3基准电压电路
基准电压电路由稳压管二极管和电阻组成，作为比较的基准。
4.4放大电路
放大电路是由晶体管构成的直流放大电路，它的基-射极电压是反馈电压和基准电压之差，用这个电压通过放大管去控制调整MOS管。
5 PMOS管开关设计
PMOS管的砷化镓加电保护电路原理图如图2所示，其主要由开关电路组成，其中输入正压通过PMOS管由源极输入，漏极输出，栅极控制漏源之间的导通，当MOS管栅源电压高于开启电平时，MOS管开启，否则MOS管截止，当负电压正常提供时MOS管栅极到地导通，大于开启电平，MOS管开启，正电压为砷化镓器件漏极提供偏置电压，当负电压开路或短路时，为零，MOS管截止，正电压无法通过。
6加电保护电路的适用范围
6.1 NMOS管加电保护电路适用范围
采用NMOS管的加电保护电路进行负压偏置时，其可以实现砷化镓器件的上电保护，即栅极负电压控制漏极偏压的通断，当栅极没有负压偏置时保证漏极没有正电压，由于其具有放大电路，故其适用于输出正压可稳压调整的偏置电路。
6.2 PMOS管加电保护电路适用范围
采用PMOS管的加电保护电路进行负压偏置时，亦可以实现砷化镓器件的上电保护，但由于其不具备放大电路，其输出不具有稳压功能，故其适用于输出正压不可调整的偏置电路。
7结语
本文介绍了基于MOS管的砷化镓器件加电保护电路的设计方法，并给出了PMOS管、NMOS管的加电保护电路设计实例，当然，用MOS管设计加电保护电路不止上述类型，但文中的原理和方法同样有助于其他方案的理解和分析。
参考文献
[1][美]Inder Bahl著，郑新等译.微波固态电路设计[M].北京：电子工业出版社，2006.
【关键词】容差分析；最坏情况分析；储能放电电路
在电子设备研制与应用中，经常会遇到因元器件参数漂移导致电路性能变化，电路功能失效等问题，这些问题不仅延长设计周期，还增加维护成本，因此在电路设计过程中需引入电路容差分析来提高电路的可靠性。
电路容差分析是由日本质量管理专家田口玄一于20世纪60年代提出的，作为“三次设计”（系统设计、参数设计、容差设计）的一种重要分支，它大大提高了电路可靠性，保证了电路的输出一致性、降低了设计生产成本。电路容差分析就是建立电路性能关于电路元器件参数容差范围的数学模型，分析器件参数容差对电路性能的影响情况，从而优化设计。
1 电路容差分析方法
国家军标GJB/89-97《电路容差分析指南》中指出，容差分析是一种预测电路性能参数稳定性的方法。常用的分析方法有两种，一是以灵敏度为基础的方法，如最坏情况分析法，（Worst-Case Analysis），它是一种非概率统计方法，分析在电路组成元器件参数最坏情况下的线路性能参数偏差，它利用已知元器件参数的变化极限来预计电力性能参数变化是否超过了允许范围。在预计电路性能参数变化范围时，元器件参数的变化取上、下极限值，因此它得到的是电路性能指标最大偏差，最严格地决定了元件所能容许的误差，虽然实际生产中，这种情况出现的概率很小，是一种很保守的情况分析，但它对衡量产品质量非常有用，即通过了最坏情况分析的设计，电路可靠性最好，对航天、反应堆等风险较大设备的电路尤为适用。
第二种方法是以概率统计为基础的方法，如蒙特卡洛分析法，它是当电路组成部分的参数服从某种分布时。对其进行大量随机抽样，对电路进行仿真分析，计算电路性能参数的统计特性和偏差范围的一种统计分析方法。
不论哪种分析方法都需要建立具体电路的数学模型，不但计算复杂，工作量巨大，而且电路模型不能通用，因此限制了容差分析技术在工程实际中的应用。随着EDA（Electronic Design Automation）技术的飞速发展，出现了许多电子系统仿真软件，在这些软件上进行电路容差分析，可避免传统容差分析计算量大，参数调整缺乏灵活性等问题。在众多EDA软件中，OrCAD公司的Pspice软件因其专业性强、计算精度高、仿真结果合理等特点，使得在其基础上的电路容差分析具有更好的实用意义。
2 某装置储能放电单元电路指标分析
图1 储能放电单元电路模型
某装置中储能放电单元是其重要环节，要求具备较高的可靠性，其电路模型如图1所示，其中C为储能电容，L为放电回路总电感（包括电容器电感、传输线电感和负载电感），R是放电回路等效电阻。当该单元电路元器件参数发生偏差时，可能导致放电电流周期和幅值发生改变，从而使得某装置无法实现既定功能。因此需研究各元件参数的偏差对电路性能的影响情况，并在保证放电电流周期和幅值的满足要求的前提下合理选择元件的偏差范围降低产品成本。
在设定偏差为±10%的情况下，对放电电流幅值及周期分别进行瞬态响应仿真，仿真曲线如图2及图3所示。其中曲线1为无偏差时情况，曲线2为最坏情况曲线。
图2 无偏差和偏差为±10%时电流幅值IM仿真曲线
图3 无偏差和偏差为±10%电流周期T仿真曲线
由仿真曲线可知，结果满足要求。
为了得到更好的经济指标，放宽器件的偏差要求，可继续将表1中的偏差范围取值为±11%或更大来进行仿真研究。当偏差范围取值为±11%、±12%时，系统仍然满足指标要求，但当偏差范围取值为±13%时，电流幅值的仿真曲线为图4所示，同样曲线1为无偏差时情况，曲线2为最坏情况曲线。
图4 无偏差和偏差为±13%电流幅值IM仿真曲线
由图4可知，在偏差取值为±13%时，电流幅值几乎小于3.0kA，电路可靠性不够，因此，选择元器件参数偏差为±12%，是经济指标和可靠性指标都较好的偏差范围。
4 结论
对某储能放电电路应用Pspice进行最坏情况分析，显示该放电单元电路元器件参数偏差选为±12%的条件下，放电电流周期和幅值均能满足电路性能指标要求，为实际生产提供了理论依据，节省了设计时间，扩大了器件选型范围，降低了电路成本。
【参考文献】
[1]石永山，王飞，刘铭.电路容差分析在设计中的应用[J].光电技术应用，2010，12.
[2]杨华中.电子电路中的计算机辅助分析与设计方法[M].清华大学出版社，2008.
APD需要较低的温度来保证探测效率和抑制暗电流，暗电流主要是由APD内部热噪声、隧道贯穿和掺杂缺陷处的势阱引起的，暗电流会导致误计数，所以在探测器内部必须对APD进行制冷处理。在相同的响应率时，温度越低，所需偏置电压越小，暗电流和后脉冲也会减少。考虑系统的便携性及温度精度可调，采用Pelti-er半导体制冷片和热敏电阻来实现对APD的精确制冷。选用MAXIM公司的MAX1969作为半导体制冷片的驱动芯片，该芯片是具备高效率和高集成度的开关型驱动器，适用于Peltier热电制冷模块。使用ST公司STM8L单片机对热敏电阻的采样电压进行数字化处理，与设定温度进行比较和PID处理后，将控制信号输出到MAX1969。制冷模块框图如图2所示，经试验最低制冷温度达到－60℃，控温精度±0．1℃并能保持恒温。
2、直流偏置电压源
工作在盖革模式下的APD对偏置电压要求非常高，电压的微小变动会引起倍增因子的剧烈波动，并最终影响探测器的计数效率。APD对偏置电压源的要求是:噪声低、电流大、电压纹波稳定且足够小，设计的偏置电压源电路图3所示。采用LM2577芯片作为电源的可调升压转换器，该芯片内部噪声低、频率固定，具有过流、低压、温度保护功能。电源稳压器采用凌力尔特公司的高温线性稳压器件LT3012，低压差仅为360mV。设计的直流偏置电源1．24～80V连续可调，调节精度0．01V，电流达到500mA，纹波系数小于0．05%。
3、APD淬灭－重置电路
工作在盖革模式下的APD探测到入射光子后会发生雪崩效应，内部电流不断持续增大，必须降低偏置电压使其迅速淬灭，否则会击穿APD。淬灭发生后，将偏置电压迅速重置至盖革模式，以便响应下一个入射光子。淬灭－重置驱动信号可以由外部逻辑电路产生，但逻辑电路产生的门控频率较低。短门控方式可以产生高速门控信号，但需要外部的高频信号发生器、同轴线和微波器件，体积庞大，不易调试。本文利用FPGA产生的高频窄门控信号做为APD的淬灭－重置驱动电路，调试简单，小巧灵活。采用Xilinx公司Virtex6型号的FPGA产生200MHz的窄脉冲，通过电容耦合到APD的阴极，作为APD的驱动电路，如图4所示。
4、雪崩信号提取电路
雪崩现象发生后，雪崩电流通过采样电阻提取后，电压信号仍然十分微弱，必须经过高速放大器进行10倍的放大后，才能送入高速比较器比较鉴别出雪崩信号。由于APD本身的容性效应，在探测的同时会产生一个幅值远大于雪崩信号的尖峰噪声，所以需要采用边沿锁存的方式来提取有效信号送入FPGA进行计数。基于FPGA的驱动电路和信号提取电路如图4所示。
5、实验结果及分析
对本文设计的单光子探测器的探测性能进行了测试，温度稳定控制在－55℃，测试光源为中心波长为1550nm的弱相干激光器，经可变衰减器衰减至平均每脉冲0．1个光子的单光子级别，激光重复频率10MHz，200MHz门控信号和激光器由PPGA同步触发，门控宽度500ps。
6、结语
关键词: 接地电阻; 降阻;
一、前言
输电线路杆塔接地对电力系统的安全稳定运行至关重要。降低杆塔接地电阻是提高线路耐雷水平、减少线路雷击跳闸率的主要措施。由于杆塔接地不良而发生的雷害事故所占线路故障率的比例相当高,这主要是由于雷击杆顶或避雷线时,雷电流通过杆塔接地装置入地,因接地电阻偏高,从而产生了较高的反击电压所致。这一点从110kV 、220kV 线路雷害事故调查可以得到证实, 即易发生雷击故障的杆塔, 大都接地电阻偏高。杆塔接地电阻偏高的原因是多方面的, 既有客观条件方面的原因, 又有设计方面的原因, 还有施工方面和验收测量方面的原因。但外界自然条件如土壤电阻率较高、地质情况复杂、施工条件差是其主要原因。这里主要针对新疆750kV线路所进过的戈壁、山区地区输电线路杆塔接地电阻偏高的原因进行了分析, 提出了降低输电线路杆塔接地电阻的措施。
二、输电线路杆塔接地设计技术规程的一般要求
关于杆塔的接地电阻, 电力工程高压送电线路设计手册做了如下规定:
1、有避雷线的线路, 每基杆塔不连避雷线的工频接地电阻, 在雷季干燥时, 不宜超过下列数值：
有避雷线的线路杆塔的工频接地电阻
注: 如土壤电阻率超过2000Ωm , 接地电阻很难降低到30Ω时, 可采用6~ 8 根总长不超过500m 的放射形接地体或采用连续伸长接地体, 接地电阻不受限制。
2、送电线路接地装置的型式
2.1 在土壤电阻率ρ100Ω•M的潮湿地区，可利用铁塔的自然接地，不另设人工接地装置。
2.2 在土壤电阻率100
2.3 在土壤电阻率300
2.4 在土壤电阻率ρ>2000Ω•M的地区，可采用6~8根总长度不超过500m的放射形接地体，或连续伸长接地体。放射型接地体可采用长短结合的方式。接地埋设深度不宜小于0.3m。
2.5 居民区和水田中的接地装置，包括临时接地装置，宜围绕铁塔基础敷设闭合环形。
2.6 放射形接地体每根的最大允许长度，应根据土壤电阻率确定，见下表：
2.7 在高土壤电阻率地区，当采用放射形接地装置时，如在杆塔基础附近（在放射形接地体每根最大长度的1.5倍范围内）有土壤电阻率较低的地带，可部分采用引外接地或其他措施。
三、输电线路杆塔接地电阻偏高的原因分析
输电线路的雷击跳闸率与输电线路杆塔接地电阻密切相关。在新疆地区输电线路杆塔接地电阻偏高的地段, 往往是戈壁、山区地段，它们都有共同的特点，就是地下水位低、干燥、地形复杂、交通不便等。在我们这几年建设的750千伏乌-吐-哈输电线路工程、750千伏吐-巴输电线路工程都在戈壁、山区地段出现了部分杆塔接地电阻偏高等现象。因而, 分析杆塔接地电阻偏高的原因并采取有效的降阻措施是摆在我们面前亟待解决又非常艰难的任务。输电线路杆塔接地电阻偏高的原因是多方面的, 仔细归纳起来有以下几个方面的原因。
1、客观条件方面的原因
1.1 土壤电阻率偏高。特别在新疆30里、100里风区戈壁段及山区地段, 由于土壤电阻率偏高, 对杆塔的接地电阻影响较大。据在乌-吐-哈工程及吐-巴工程统计, 接地电阻超标的杆塔所处地段的土壤电阻率大都在1000Ωm 以上, 有的地段甚至高达10000Ωm以上。
1.2地形复杂、地质条件差,戈壁卵石多、土层薄或根本没有土层。山区杆塔所在地段为山岩, 如750千伏乌-吐-哈线路后沟山区上的一些杆塔，750千伏吐-巴线路在干沟山区的一些杆塔, 所处地段基本上都是岩石, 这就给接地装置的施工带来了极大的困难。
1.3土壤干燥。在新疆30里、100里风区戈壁段,土层里含沙量非常高、相当干燥，而大地导电基本上是靠离子导电, 而可以离解的各类无机盐类只有在有水的情况下才能离解为导电的离子, 干燥的土壤导电能力是非常差的, 这是戈壁滩杆塔接地电阻偏高的原因。
2、勘探设计方面的原因
在新疆三十里、百里风区戈壁段、山区复杂地形的地段, 由于土壤不均匀, 土壤电阻率变化较大, 这就需要对每基杆塔进行认真的勘探、测量。根据每基杆塔的地形、地势、地质情况, 设计出切合实际的接地装置。而往往勘探设计人员在设计杆塔接地装置时就容易出现如下问题:
2.1不是到每基杆塔所在位置测量土壤电阻率及其分布, 而是想当然地取一个平均值, 这样, 土壤电阻率的取值就与现场实际出入较大。
2.2不根据每基杆塔的地形、地势情况合理设计杆塔接地装置并计算其接地电阻, 而是套用一些现成的图纸或典型设计。这样的设计往往与现场情况不符。现场很难按图施工。这样从设计上就留下了
先天性的不足, 造成一部分杆塔的接地电阻偏高。
3、施工方面的问题
对于输电线路杆塔的接地来说, 精心设计虽然重要, 但严格施工更重要。因为输电线路要经过地形复杂、交通不便的山川、戈壁。特别是位于山岩区的杆塔, 水平接地沟的开挖十分困难, 而接地工程又属于隐蔽工程, 如施工过程中不能实行全过程的技术监督, 就会出现如下一些问题:
3.1不按图施工。尤其是在施工困难的山区、岩石地区, 偷工减料不按图施工的现象屡有发生, 如水平接地体敷设长度不够等。
3.2接地体埋深不够。特别是山区、岩石地区,由于开挖困难, 接地体的埋深往往不够, 由于埋深不够会直接影响接地电阻值。再者, 上层土壤容易干燥, 新疆气温寒冷，受冻土层的影响等都会影响接地电阻值。另外由于上层土壤中含氧量高, 对接地体的腐蚀也就较快。
3.3回填土的问题。设计一般要求用细土回填,并分层夯实, 可在实际施工时往往很难做到, 尤其是在岩石地段施工时, 由于取土不便, 往往采用开挖出的碎石回填, 这样接地体就不能与周围土壤保持可靠的电接触, 同时还会加快接地体的腐蚀速度。
3.4采用化学降阻剂或化工盐。采用化学降阻剂或化工盐会在短期内收到降阻效果,但这是不稳定的。因为化学降阻剂和食盐会随雨水而流失, 并加速接地体的腐蚀, 在以后的时间内接地电阻迅速反弹, 并缩短接地装置的使用寿命。
4、杆塔接地电阻测量方面的原因
在近几年施工的750千伏乌-吐-哈输电线路工程、750千伏吐-巴输电线路工程中采用不同的测量接地方法、探针选的地质位置、选用的仪表对接地电阻数值影响都很大。经过大家的认真分析和研究，得出下面结论：
1、辅助接地棒B（测量仪表用的电流极棒）通常都是用直径不小于0.5cm的铁棒作成，埋入的深度一般不小于0.5m。当测量杆塔的接地电阻时，辅助接地棒本身的接地电阻不应大于250Ω，否则就不能满足仪表的灵敏度。
2、探针Z（测量仪表用的电压极棒）通常也都是用直径不小于0.5cm的铁棒作成，埋入的深度一般不小于0.5m。当测量杆塔的接地电阻时，探针本身的接地电阻不应大于1000Ω，超过此值将影响接地电阻的准确度。
四、降低输电线路杆塔接地电阻的措施
要解决输电线路杆塔接地电阻偏高的问题, 首先要对接地电阻偏高的原因进行认真的分析, 到现场进行认真的勘探测量, 进行严格的计算设计, 制定出切合实际的降阻措施, 一般来说要做好以下工作:
1、勘探测量, 要对每基杆塔所在位置的地形、地势、地质情况进行准确勘探, 测量杆塔四周的土壤电阻率及其分布情况, 找出可以利用的地质结构。
2、调查线路经过地段的雷电活动情况和活动规律, 决定所采取的防雷措施及其对杆塔接地电阻的要求。
3、调查线路杆塔经过地段土壤对钢接地体的年腐蚀和土壤的酸碱度。
4、根据以上3项内容进行计算,，设计符合现场实际需要的接地装置图， 制定出切合实际的设计, 并制定出切合实际的降阻措施和施工方案。
降低杆塔接地电阻的措施主要有:
5.1 水平外延接地。如杆塔所在的地方有水平放设的地方。因为水平放设施工费用低, 不但可以降低工频接地电阻, 还可以有效地降低冲击接地电阻。
5.2 深埋式接地极。如地下较深处的土壤电阻率较低, 可用竖井式或深埋式接地极。在选择埋设地点时应注意以下几点:
A：选在地下水位较丰富及地下水位较高的地方。
B：杆塔附近如有金属矿体, 可将接地体插入矿体上, 利用矿体来延长或扩大接地体的几何尺寸。
C:利用山岩的裂缝, 插入接地极并灌入降阻剂。
D:铺设水下接地装置, 如杆塔附近有水源, 可以考虑利用这些水源在水底或岸边布置接地极, 可以收到很好的效果。
5.3增强接地体长度
由多根射线不能满足接地体要求时，可采用两根连续伸长接地线，即将杆塔间接地体在地下相连。结合在750千伏吐-巴输电线路工程实际运用，经过分析表明，当接地体长度增大时，电感的影响随之增大，从而使冲击系数增大；当接地体达到一定长度后，再增加其长度，冲击接地电阻也不再下降。一般说来，水平接地体的有效长度不应大于100m。
5.4 采用降阻剂降低接地电阻时，应采用成熟有效地降阻剂。
5.5 设计手册的规定，对于水分较少的戈壁滩地区，测量时可在探针埋设的位置先挖0.5m的坑，然后将探针砸人坑底，再在坑内加水，同时加盐或降阻剂，使极棒周围1.5-2m范围内土壤为湿润状态，然后进行测量。
5.6 精心施工、严格检查。
A:设计图纸和施工方案制定出后,就要到现场精心地组织施工。对水平接地体, 垂直接地体的布置严格按设计要求布置, 对各焊接头的质量, 降阻剂的使用, 回填土每一个环节严格把关,对整个施工过程实行全过程的质量监督。
B:施工过程要监理到位，强化施工质量管理
监理人员要按规定采用旁站、巡视和平行检验等形式，按作业程序即时跟班到位进行监督检查。
C:工程竣工验收严格把关，加大检查复测的力度
新安装的接地装置，为了确定其是否符合设计或《规程》的要求，在工程完工后，必须经过检验才能投入正式运行。
五、结束语
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